一种交流伺服电机系统及其绕组三相电流重构方法(发明).

说 明 书 摘 要

本发明提供一种交流伺服电机系统及其绕组三相电流的重构方法，

涉及一种交流电机驱动与控制技术领域。 该发明三相全桥逆变控制拓扑结

构和永磁同步电机，永磁同步电机与三相全桥逆变控制拓扑结构的交流输

出端连接，其中，三相全桥逆变控制拓扑结构包括三相桥式逆变电路、 直流电源和电流传感器， 直流电源与三相桥式逆变电路的直流侧并联， 三相桥式逆变电路包括 A 相、B 相和 C 相，电流传感器用于检测流经 B相上桥臂和 C相上桥臂的电流和、 以及检测流 C相下桥臂的电流值； 或检测流经

C相上桥臂的电流值、以及检测流经 B相下桥臂和 C相下桥臂的电流和。

本发明能够减少电流传感器的使用数量，减小系统体积，降低成本，提高驱动控制系统的可靠性。

1

摘 要 附 图

1

权 利 要 求 书

1、一种交流伺服电机系统，包括三相全桥逆变控制拓扑结构和永磁

同步电机，所述永磁同步电机与所述三相全桥逆变控制拓扑结构的交流输出端连接，其特征在于，所述三相全桥逆变控制拓扑结构包括三相桥式逆

变电路、直流电源和电流传感器， 所述直流电源与所述三相桥式逆变电路的直流侧并联，所述三相桥式逆变电路包括 A 相、B 相和 C相，所述电流传感器用于检测流经所述 B 相上桥臂和所述 C相上桥臂的电流和、以及检测流所述 C相下桥臂的电流值； 或检测流经所述 C相上桥臂的电流值、 以

及检测流经所述 B 相下桥臂和所述 C 相下桥臂的电流和。

10

2、如权利要求 1 所述的交流伺服电机系统，其特征在于，所述电流

传感器的一端连接在所述 A 相上桥臂和所述 B 相上桥臂的连接线上，以检

测流经所述 B 相上桥臂和所述 C 相上桥臂的电流和，所述电流传感器的另

一端连接在所述 B 相下桥臂和所述 C 相下桥臂的连接线上，以检测流经所

述 C相下桥臂的电流值。

15

3、如权利要求 1 所述的交流伺服电机系统，其特征在于，所述电流

传感器的一端连接在所述 B 相上桥臂和所述 C相上桥臂的连接线上，以检

测流经所述 C相上桥臂的电流值， 所述电流传感器的另一端连接在所述 A

相下桥臂和所述 B 相下桥臂的连接线上，以检测流经所述 B 相下桥臂和所

述 C相下桥臂的电流和。

20

4、如权利要求 2 或 3 所述的交流伺服电机系统，其特征在于，所述

电流传感器为电气隔离型电流传感器， 所述电气隔离型电流传感器为霍尔

效应传感器和电流互感器中的一种。

5、如权利要求 4 所述的交流伺服电机系统，其特征在于，所述三相

桥式逆变电路的每一相桥臂由两个串联的全控型开关器件和分别与两个

所述全控型开关器件反并联的二极管组成， 所述全控型开关器件为绝缘栅双极型晶体管。

6、一种基于权利要求 2 或 3 中所述的交流伺服电机系统的绕组三相

1

电流的重构方法，其特征在于，包括以下步骤：

S10、采用电压空间矢量实现矢量控制方式，通过给定的两相正交坐

标系下的电压 Uα、Uβ 经 Clarke 逆变换得到三相对称绕组电压 Ua、Ub、Uc；

S20、计算三相对称绕组电压的输出电压矢量中两个电压矢量的幅值

5 之和，若不超过阈值一，则执行步骤 S30；若两个电压矢量的幅值之和超

过阈值一，则执行步骤 S40；

S30、在每个开关周期内的两个零矢量的作用时段， 分别通过 AD转换

器采样电流传感器的输出值，从而得到三相绕组的电流值；

S40、若两个电压矢量的幅值之和超过阈值一，则根据当前电压矢量

的位置选择采样方式，若开关周期内的两个电压矢量的幅值都大于阈值二，则执行步骤 S50；若线性调制区域内出现输出电压矢量中，两个电压

15

20

25



矢量的幅值之和超过阈值一，则根据当前电压矢量的位置选择采样方式，若开关周期内的两个电压矢量的幅值任何一个小于阈值二，则执行步骤

S60；

S50、在直流母线侧安装另一个单电流传感器，在两个电压矢量作用

时段，分别通过 AD转换器采样母线上电流传感器的输出值，并根据电压

矢量所处的扇区位置， 确定两次采样对应的电流值， 从而得到三相绕组的

电流值；

S60、采用滑模电流观测器加反馈校正的方式获得三相绕组电流。

7、如权利要求 6 所述的绕组三相电流的重构方法，其特征在于，在

所述步骤 S20中，阈值一是由功率器件的通断延迟时间 t d、电流建立时间

t set 及 AD转换器的最小采样保持时间

t s&h 确定的，具体计算方法为：

t s 2 ( td

tset

ts& h )

U thd 1

ts

U amp

其中 Uthd1 为电压矢量阈值一， Uamp为基本电压矢量的最大幅值。

8、如权利要求 7 所述的绕组三相电流的重构方法，其特征在于，在所述步骤 S40中，阈值二是由功率器件的通断延迟时间 t d、电流建立时间 t set 及 AD转换器的最小采样保持时间 t s&h 确定的，具体计算方法为：

2

U thd 2

t d

tsetts& h U amp

ts

thd2

amp

其中 U

为电压矢量阈值二， U

为基本电压矢量的最大幅值。

9、如权利要求 8 所述的绕组三相电流的重构方法，其特征在于，在

所述步骤 S60中，还包括以下步骤：

5

S601、根据交流电机的电压平衡方程：

ua

Rsia

L dia

ea

dt

ub

Rsib

dib

eb

L

dt

u

R i

c

L dic

e

c

s

dt

c

建立开环的电流观测器：

dia

Rs ia

L(ua

ea )

dt

L

dib

Rs ib

L(ub

eb )

dt

L

dic

Rs ic

L(uc

ec )

dt

L

其中 ua、ub、uc 为三相电压， i a、i b、i c 为三相电流， ea、eb、ec 为相

反电势， R为电机绕组电阻， L 为绕组电感；

S602、若已知电机的转子位置及角速度， 便可由下式计算得到三相反

电势：

ea

ke

r sin

eb

ke

r sin(

120 )

ec

ke

r sin(

240 )

其中 ea、eb、ec 为相反电势， ke 为反电势系数， ωr 为转子角速度， θ

为转子位置角；

S603、在开环观测器的基础上建立闭环滑模电流感测器：

dia

Rs ia

L (ua

ea

Za )

dt

L

dib

Rs ib

L(ub

eb

Zb )

dt

L

dic

Rs

i

L(u

e

Z

)

dt

L

c

c

c

c

3

S604、通过采样获得一相绕组的电流， 此时按下式的估算方式获得电

流误差值，以 A 相电流为例：

k sign (ia

i?a )

ia可测

Zak sign (

0.5

(ib

i?b ))

仅 ib可测

k sign (

0.5

(ic

i?c ))

仅 ic可测

其中 Z 为滑模开关控制量， k 为控制增益， i a、i b、i c 为实际三相电

流，?a、?b、?c为观测得到的三相电流。

4

说 明 书

一种交流伺服电机系统及其绕组三相电流的重构方法

技术领域

本发明涉及一种交流电机驱动与控制技术领域，特别是涉及一种交流伺服电机系统及其绕组三相电流的重构方法。

背景技术

随着微处理器技术、 功率电子器件、电机制造工艺的发展及高性能稀

土永磁材料的不断涌现， 交流伺服系统得到了长足发展。

　同时随着以矢量控制算法为典型的现代控制理论的提出， 交流伺服系统在控制性能上已经超越传统直流伺服系统。

　并且与其他类型电机相比， 永磁同步电机的可靠

性、功率密度的多方面都更胜一筹， 也因这些优点在工业领域得到了普遍应用，如机器人控制、数控机床、 办公自动化、军用武器跟随系统及航空

航天领域等。但由于永磁同步电机伺服系统价格的高昂， 一定程度限制了其应用领域的拓宽。

　因此，如何在保证交流伺服系统高性能的同时， 降低

其成本具有重大意义。

在采用矢量控制的永磁同步电机伺服系统中， 除需要微控制器和功率电路外，还需要实时完成对转子位置、 速度及绕组电流的检测以完成闭环

控制。对转子位置检测的位置传感器主要包括：光电码盘、旋转变压器、线性霍尔器件等。

　但这些传感器的应用无疑增加了系统的成本， 提高了信号处理电路的复杂性。因此，上世纪 80 年代人们开始致力于无位置传感

器技术的研究， 并提出了一系列位置检测方法， 基本完成了从高速到低速运行区域的解决方案。

　在省去位置传感器的同时， 如何降低电流传感器的

数量成为下一步的研究重点。

　传统电机相电流检测采用在绕组端加装两到三个电流传感器， 不仅增加了系统体积、 提高了成本、使信号调理电路复杂化，而且多个传感器之间的产品差异也会引入误差。

　为了获得电机的相

1

电流，传统方法采用在绕组端加装两到三个电流传感器， 检测相绕组电流，另外在直流母线侧加装一个电流传感器作为保护信号， 不仅极大地增加了系统体积、提高了成本、使信号调理电路复杂化， 而且多个传感器之间的产品差异也给电流检测带来误差。

　近年来，基于单电流传感器的相电流重

构算法不断涌现， 但都是基于母线电流传感器的电流重构， 存在致命的盲区。因此，基于单电流传感器的交流伺服电机相电流重构技术具有重要的研究价值和工程意义。

发明内容

针对上述问题中存在的不足之处，本发明所要解决的技术问题是：

在电机相电流检测过程中， 由于使用了数量较多的电流传感器， 而导致的系统体积过大、 成本增加、信号调理电路结构复杂， 以及多个电流传感器之间由于产品差异也会给电流检测带来误差的缺点。

为了解决上述问题，本发明提供一种交流伺服电机系统， 包括三相全

桥逆变控制拓扑结构和永磁同步电机， 所述永磁同步电机与所述三相全桥

逆变控制拓扑结构的交流输出端连接， 其中，所述三相全桥逆变控制拓扑结构包括三相桥式逆变电路、 直流电源和电流传感器， 所述直流电源与所

述三相桥式逆变电路的直流侧并联，所述三相桥式逆变电路包括A 相、 B

相和 C相，所述电流传感器用于检测流经所述 B相上桥臂和所述 C相上桥臂的电流和、以及检测流所述 C 相下桥臂的电流值；或检测流经所述 C

相上桥臂的电流值、以及检测流经所述 B 相下桥臂和所述 C相下桥臂的电流和。

优选的，所述电流传感器的一端连接在所述 A相上桥臂和所述 B相上桥臂的连接线上，以检测流经所述 B相上桥臂和所述 C相上桥臂的电流和，所述电流传感器的另一端连接在所述 B相下桥臂和所述 C相下桥臂的连接

线上，以检测流经所述 C相下桥臂的电流值。

优选的，所述电流传感器的一端连接在所述 B相上桥臂和所述 C相上桥臂的连接线上， 以检测流经所述 C相上桥臂的电流值， 所述电流传感器

2

的另一端连接在所述 A 相下桥臂和所述 B 相下桥臂的连接线上，以检测流

经所述 B 相下桥臂和所述 C 相下桥臂的电流和。

优选的，所述电流传感器为电气隔离型电流传感器， 所述电气隔离型

电流传感器为霍尔效应传感器和电流互感器中的一种。

5 优选的，所述三相桥式逆变电路的每一相桥臂由两个串联的全控型开

关器件和分别与两个所述全控型开关器件反并联的二极管组成， 所述全控

型开关器件为绝缘栅双极型晶体管。

一种基于交流伺服电机系统的绕组三相电流的重构方法， 其中，包括以下步骤：

10 S10、采用电压空间矢量实现矢量控制方式，通过给定的两相正交坐

标系下的电压 Uα、Uβ 经 Clarke 逆变换得到三相对称绕组电压 Ua、Ub、Uc；

S20、计算三相对称绕组电压的输出电压矢量中两个电压矢量的幅值

之和，若不超过阈值一，则执行步骤 S30；若两个电压矢量的幅值之和超

过阈值一，则执行步骤 S40；

15 S30、在每个开关周期内的两个零矢量的作用时段， 分别通过 AD转换

器采样电流传感器的输出值，从而得到三相绕组的电流值；

S40、若两个电压矢量的幅值之和超过阈值一，则根据当前电压矢量

的位置选择采样方式，若开关周期内的两个电压矢量的幅值都大于阈值

二，则执行步骤 S50；若线性调制区域内出现输出电压矢量中，两个电压

矢量的幅值之和超过阈值一，则根据当前电压矢量的位置选择采样方式，若开关周期内的两个电压矢量的幅值任何一个小于阈值二，则执行步骤

S60；

S50、在直流母线侧安装另一个单电流传感器，在两个电压矢量作用

时段，分别通过 AD转换器采样母线上电流传感器的输出值，并根据电压

矢量所处的扇区位置， 确定两次采样对应的电流值， 从而得到三相绕组的电流值；

S60、采用滑模电流观测器加反馈校正的方式获得三相绕组电流。

3

5

10

15



优选的，在所述步骤 S20 中，阈值一是由功率器件的通断延迟时间

t d、电流建立时间 t set 及 AD转换器的最小采样保持时间

t s&h 确定的，具体

计算方法为：

t s 2 ( td

tset

ts& h )

U thd 1

ts

U amp

其中 Uthd1 为电压矢量阈值一， Uamp为基本电压矢量的最大幅值。

优选的，在所述步骤 S40 中，阈值二是由功率器件的通断延迟时间

t d、电流建立时间 t set 及 AD转换器的最小采样保持时间

t s&h 确定的，具体

计算方法为：

U thd 2 t d

tset ts& h U amp

ts

其中 U

为电压矢量阈值二， U 为基本电压矢量的最大幅值。

thd2

amp

优选的，在所述步骤 S60 中，还包括以下步骤：

S601、根据交流电机的电压平衡方程：

ua

Rsia

dia

ea

L

dt

ub

Rsib

L dib

eb

dt

uc

Rsic

dic

ec

L

dt

建立开环的电流观测器：

dia

Rs

ia

L(ua

ea )

dt

L

dib

Rs ib

L(ub

eb )

dt

L

dic

Rs

i

L(u

e )

dt

L

c

c

c

其中 ua、ub、uc 为三相电压， i a、i b、i c 为三相电流， ea、eb、ec 为相

反电势， R为电机绕组电阻， L 为绕组电感；

S602、若已知电机的转子位置及角速度， 便可由下式计算得到三相反

电势：

4

5

10

15

20



ea

ke

r sin

eb

ke

r sin(

120 )

ec

ke

r sin(

240 )

其中 ea、eb、ec 为相反电势， ke 为反电势系数， ωr 为转子角速度， θ

为转子位置角；

S603、在开环观测器的基础上建立闭环滑模电流感测器：

dia

Rs ia

L (ua

ea

Za )

dt

L

dib

Rs ib

L(ub

eb

Zb )

dt

L

dic

Rs

i

L(u

e

Z

)

dt

L

c

c

c

c

S604、通过采样获得一相绕组的电流， 此时按下式的估算方式获得电流误差值，以 A 相电流为例：

k sign (ia

i?a )

i?b ))

ia可测

Zak sign (

0.5

(ib

仅 ib可测

k sign (

0.5

(ic

i?c ))

仅 ic可测

其中 Z 为滑模开关控制量， k 为控制增益， i a、i b、i c 为实际三相电流，?a、?b、?c为观测得到的三相电流。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明只采用一个电流传感器，在对电机相电流检测过程时，通过连接不同的相位桥臂的连接线，以实现检测相应的电流值与电流和的效果；另外，由于只采用一个电流传感器，与现有技术相比，本发明可减少电流

传感器的使用数量， 减小系统体积， 降低成本，使信号调理电路结构简单、清晰，避免由于多个电流传感器之间存在产品差异而给电流检测带来误

差，从而提高驱动控制系统的可靠性。

基于本发明中的三相电流重构方法，在对电机相电流检测过程时，只需要将所使用的一个电流传感器与不同相位桥臂的连接线相连接，使可以检测出相应的电流值与电流和，以完成对相关的相电流重构，与现有技术相比，本发明可减少电流传感器的使用数量，减小系统体积，降低成本，使信号调理电路结构简单、清晰，避免由于多个电流传感器之间存在产品

5

5

10

15



差异而给电流检测带来误差，从而提高驱动控制系统的可靠性。

附图说明

图 1 是本发明的实施例电路结构示意图；

图 2 是本发明的又一实施例电路结构示意图；

图 3 是本发明的 AD 转换器对电流传感器具体的采样时刻说明示意图；

图 4 是本发明的采用母线电流传感器进行电流重构的盲区示意

图；

图 5 是本发明的采用图 1 或图 2 电流传感器安装方式进行电流重构的盲区示意图；

图 6 是本发明的采用图 1 或图 2 电流传感器安装方式及母线电流传感器整合进行电流重构的盲区示意图；

图 7 是本发明的绕组三相电流的重构方法流程图；

图 8 是本发明的利用观测器获得相电流的仿真结果示意图。

主要元件符号说明：

1- 直流电源 2- 三相桥式逆变电路 3- 电流传感器

4- 永磁同步电机

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合

附图与实例对本发明作进一步详细说明，但所举实例不作为对本发明的限定。

如图 1 所示，本发明的实施例包括三相全桥逆变控制拓扑结构和永

磁同步电机 4，永磁同步电机 4 与三相全桥逆变控制拓扑结构的交流输出

端连接，其中，三相全桥逆变控制拓扑结构包括三相桥式逆变电路 2、直

流电源 1 和电流传感器 3，直流电源 1 与三相桥式逆变电路 2 的直流侧并联，三相桥式逆变电路 2 包括三相，即 A 相、 B 相和 C 相，电流传感器 3 的一端连接在 A 相上桥臂和 B 相上桥臂的连接线上，检测流经 B 相上桥臂

6

5

10

15

20

25



和 C相上桥臂的电流和，另一端连接在 B 相下桥臂和 C相下桥臂的连接线上，检测流经 C相下桥臂的电流值。

电流传感器 3 为电气隔离型电流传感器， 电气隔离型电流传感器为霍

尔效应传感器和电流互感器中的一种。

三相桥式逆变电路 2 的每一相桥臂由两个串联的全控型开关器件和分别与两个全控型开关器件反并联的二极管组成， 全控型开关器件为绝缘栅双极型晶体管。

如图 2 所示，本实施例中，包括三相全桥逆变控制拓扑结构和永磁

同步电机 4，永磁同步电机 4 与三相全桥逆变控制拓扑结构的交流输出端

连接，其中，三相全桥逆变控制拓扑结构包括三相桥式逆变电路 2、直流

电源 1 和电流传感器 3，直流电源 1 与三相桥式逆变电路 2 的直流侧并联，三相桥式逆变电路 2 包括三相，即 A相、B 相和 C相，电流传感器 3 的一端连接在 B 相上桥臂和 C相上桥臂的连接线上，检测流经 C相上桥臂的电流值，另一端连接在 A 相下桥臂和 B 相下桥臂的连接线上，检测流经 B 相下桥臂和 C相下桥臂的电流和。

电流传感器 3 为电气隔离型电流传感器， 电气隔离型电流传感器为霍尔效应传感器和电流互感器中的一种。

三相桥式逆变电路 2 的每一相桥臂由两个串联的全控型开关器件和分别与两个全控型开关器件反并联的二极管组成， 全控型开关器件为绝缘栅双极型晶体管。

如图 7 所示，本实施例提供一种绕组三相电流的重构方法，其中，包括以下步骤：

S10、采用电压空间矢量实现矢量控制方式，通过给定的两相正交坐

标系下的电压 Uα、Uβ 经 Clarke 逆变换得到三相对称绕组电压 Ua、Ub、Uc：

U a

0

1

U b

-1/2

U

3/2

U c

U

-1/2 -

3/2

a

b

c

通过 Sign( U) +2×Sign ( U) +4×Sign ( U) 计算得到输出电压矢量所处

7

的扇区标号，其中 Sign() 为符号函数。

S20、计算三相对称绕组电压的输出电压矢量中两个有效基本电压矢

量的幅值之和，若不超过阈值一，则执行步骤 S30；若两个有效基本电压

矢量的幅值之和超过阈值一，则执行步骤

S40；

5

阈值一是由功率器件的通断延迟时间

t d、电流建立时间 t set 及 AD转

换器的最小采样保持时间

t s&h确定的，具体计算方法为：

U thd 1

t s 2 ( td tset

ts& h )

ts

U amp

其中 Uthd1 为电压矢量阈值一， Uamp为基本电压矢量的最大幅值。

S30、计算输出电压矢量中两个有效基本电压矢量的幅值之和，若不

10 超过阈值一，则如图 5 所示的非阴影区域，在每个开关周期内的 U0 和 U7

两个零矢量的作用时段， 在如图 3 所示中的 i sam1和 i sam2时刻，分别通过 AD

转换器采样电流传感器的输出值，其中在 U0 时段采样的电流值即为 C 相

15

20

25



电流值，在 U7 时段采样的电流值即为 B、C相电流，进而得到 B 相电流值，根据基尔霍夫电流定律 i a+i b+i c=0 可计算得到 A 相电流值，从而得到三相绕组的电流值。

S40、若两个有效基本电压矢量的幅值之和超过阈值一，则根据当前电压矢量的位置选择采样方式， 若开关周期内的两个有效基本电压矢量的幅值都大于阈值二，则执行步骤 S50；若线性调制区域内出现输出电压矢量中，两个有效基本电压矢量的幅值之和超过阈值一， 则根据当前电压矢量的位置选择采样方式，若开关周期内的两个有效基本电压矢量的幅值任何一个小于阈值二，则执行步骤 S60；

阈值二是由功率器件的通断延迟时间

t d、电流建立时间 t set 及 AD转

换器的最小采样保持时间

t s&h确定的，具体计算方法为：

U thd 2 t d tset ts& h U amp

ts

其中 Uthd2 为电压矢量阈值二， Uamp为基本电压矢量的最大幅值。

S50、若两个有效基本电压矢量的幅值之和超过阈值一，则根据当前

电压矢量的位置选择采样方式， 若开关周期内的两个有效基本电压矢量的

8

幅值都大于阈值二， 则如图 4 所示中的非阴影区域， 在直流母线侧安装另

一个单电流传感器， 电气隔离型与非隔离型均可， 在两个有效基本电压矢

量作用时段，即如图 3 所示中 i sam3和 i sam4时刻，分别通过 AD转换器采样

母线上电流传感器的输出值， 并根据电压矢量所处的扇区位置， 确定两次

采样对应的电流值，查下表确定两次采样对应的电流值。

以第三扇区为例，两次电流采样分别为 A 相电流 i a和 C 相电流 - i c，

根据基尔霍夫电流定律 i a+i b+i c=0 可计算得到 B 相电流值，从而得到三相

绕组的电流值。

添加母线电流传感器后还有简化过流保护过程的作用， 若不添加母线

电流传感器，则只能计算出三相绕组电流后分别进行限流控制。

S60、若线性调制区域内出现输出电压矢量中两个有效基本电压矢量

的幅值之和超过阈值一， 则根据当前电压矢量的位置选择采样方式， 若开

关周期内的两个有效基本电压矢量的幅值任何一个小于阈值二， 采用滑模

电流观测器加反馈校正的方式获得三相绕组电流。

15 具体步骤如下：

S601、根据交流电机的电压平衡方程：

u

R i

a

L dia

e

a

s

dt

a

ub

Rsib

L dib

eb

dt

uc

Rsic

L dic

ec

dt

建立开环的电流观测器：

dia

Rs

ia

L(ua

ea )

dt

L

dib

Rs ib

L(ub

eb )

dt

L

dic

Rs

i

L(u

e )

dt

L

c

c

c

20

其中 u 、u 、u 为三相电压， i 、i 、i

为三相电流， e 、e 、e 为相

a

b

c

abc

abc

反电势， R为电机绕组电阻， L 为绕组电感；

9

S602、若已知电机的转子位置及角速度， 便可由下式计算得到三相反

电势：

ea

ke

r sin

eb

ke

r sin(

120 )

ec

ke

r sin(

240 )

其中 ea、eb、ec 为相反电势， ke 为反电势系数， ωr 为转子角速度， θ

为转子位置角；

S603、由于电机电阻、 电感等参数的变化， 使得开环电流观测器获得的电流值存在偏差， 需要根据实际检测到的电流值进行反馈校正， 所以在开环观测器的基础上建立闭环滑模电流感测器：

dia

Rs ia

L (ua

ea

Za )

dt

L

dib

Rs ib

L(ub

eb

Zb )

dt

L

dic

Rs

i

L(u

e

Z

)

dt

L

c

c

c

c

10

S604、通过采样获得一相绕组的电流， 此时按下式的估算方式获得电

流误差值，以 A 相电流为例：

k sign (ia

i?a )

i?b ))

ia可测

Za

k

sign (

0.5

(ib

仅 ib可测

k

sign (

0.5

(ic

i?c ))

仅 ic可测

其中 Z 为滑模开关控制量， k 为控制增益， i a、i b、i c 为实际三相电流，

?a、?b、?c 为观测得到的三相电流， 对滑模电流观测器法进行仿真结果如图

8 所示。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现

或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来

说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的

精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被

限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

10

说 明 书 附 图

图 1

5

图 2

1

isam1

isam3 isam4 isam4 i sam3

i sam2 i sam2

Sa

Sb

Sc

图 3

图 4

5

图 5

2

U3 U2

U4 U1

U5 U6

图 6

开始

S10

得到三相对称绕组电压

S20

S40

计算两个电压矢量的幅值之和是否

是

计算两个电压矢量的幅值之和是否均

超过阈值一

超过阈值二

否

是

S30

S50

通过电流采样

通过电流采样

相电流重构

相电流重构

结束

图 7

20

) 10

A

(

流 0

电

相

A

-10

-20

0.034

0.038

0.042

0.046

0.05

0.03

5

时间 (s)

图 8



否

滑模电流观测器

法

3